從30w　led路燈技術參數中，我們可以知道，該驅動電源對功率因數與總諧波失真有要求，因此我們在設計整個電路結構時必須考慮該技術要求。我們知道，對于30w路燈電源的pfc來講，我們可選擇的方案有逐流電路、單級反激式pfc電路和有源兩級的pfc電路，上表給出了三種pfc技術的定性比較，下表給出三種100wpfc技術的評價比較。但要綜合考慮電路成本、體積、效率及可靠性的等因素， 后我們還是選擇單級反激式功率因數校正電路。

　　1．單級反激式pfc轉換器的優點
　　
　　(1)有絕緣隔離。

　　(2)輸出電壓可以升壓，也可以降壓。

　　(3)有啟動和短路保護。

　　2．單級反激式pfc轉換器的缺點
　　
　　(1)開關管的電壓應力高。

　　(2)電流峰值和有效值高。

　　(3)效率較低。

　　(4)輸出功率低，一般小于150w。

　　(5)輸入電流紋波較大。

　　(6)保持時間(hold-up time)短。

　　單級功率因數校正由于控制電路簡單、成本低、功率密度高，在中小功率場合得到了廣泛的應用。一般單級pfc轉換器電路內部需要一個低頻儲能電容cbulk，以平衡輸入、輸出的瞬時功率，并濾除二次諧波紋波，使負載端不出現兩倍市電電網頻率的波形，并使其有足夠的保持時間。該電容的電壓隨著負載電流和市電電網電壓的變化而變化。

　　例如輕載時，轉換器的輸出功率減小，輸入給儲能電容的能量大于從電容取出的能量，導致電容上的電壓上升，其峰值可能高達450v以上，需要選用耐高壓的儲能電容，因而增加了成本。但是，我們將單級pfc用在led路燈驅動器中，那么可以認為負載是固定的，因此在設計初期可以比較容易地滿足在儲能電容上的電壓小于dc450v的要求。

　　由上表可知，100w左右的有源單級pfc轉換器，成本比有源兩級pfc轉換器低，所用元器件少，而效率則較高。

　　典型的單級隔離反激升壓式pfc電路如下圖所示，該拓撲是由升壓型pfc級和反激式dc/dc變換器組合而成。有源開關vt為共享開關，cl為緩沖電容。通過控制v的通斷，電路同時實現對輸入電流的整形和對輸出電壓的調節。

　　下圖所示為dcm反激式pfc轉換器的原理圖，它是一個單環電壓反饋pwm控制系統。dcm反激式pfc轉換器開關管電流平均值為

  式中：udc為整流輸入電壓；ton為導通時間；t為周期。

　　由上式可知，dcm反激式pfc轉換器開關管電流平均值/vav與輸入整流電壓ucc呈線性關系。可以證明，下圖所示的理想dcm反激式pfc轉換器，對輸入而言，可以等效為一個受占空比d控制的無損電阻(lossfreeresistor)。因此下圖中的電路無需電流控制器，就可以實現輸入端功率因數近似等于1。眾所周知，電流斷續模式(dcm)的boost變換器在固定占空比下電流自動跟隨輸入電壓，因此，pfc級工作在dcm下可以得到較高的功率因數。但是，輸入和輸出電感電流的峰值較高，增加了有源開關的電流應力和開關損耗，變換器的效率低，另外電路需要一個更大的emi濾波器。如果要求減小開關器件的電壓、電流應力，那就需要pfc級工作在電流連續模式(ccm)下，同時可以提高整個變換器的效率并減小emi。對于dc/dc變換器而言，為了提高變換器的效率，一般工作在ccm下，因此，占空比不隨負載變化。當負載變輕時，輸出功率減小，而pf'c級輸入功率同重載時一樣，則充入儲能電容的容量大于從儲能電容抽走的能量，導致儲能電容電壓上升。為了保持輸出電壓一致，電壓反饋環調節輸出電壓，使占空比減小，輸入能量也相應減小，這個動態過程要到輸入和輸出功率平衡后才停止。負載減小帶來的后果是直流總線電壓明顯上升，也就是電容電壓明顯上升，甚至達到上千伏。

　　降低電容電壓通常有兩種方法：①采用變頻控制，可以使電容電壓低于450v，但是頻率變化范圍可能高達數十倍，不利于磁性元件的優化設計；②采用變壓器繞組實現負反饋。如果pfc級和dc/dc變換器都工作在ccm下，輸出功率減小時，雖然占空比不變，但輸入功率也會相應減小，抑制了儲能電容電壓增加，它的效率是 高的，pf值有所降低，但是，很難找到一種拓撲完全工作在ccm下，設計上也相對復雜，此種控制方式不在本例的討論范圍之內。

　　和boostpfc轉換器一樣，反激式pfc轉換器工作在dcm模式時的固有特點是：

　　輸出電壓調節采用電壓型pwm控制時，穩態占空比d為常數（即導通時間ton為常數），輸入電流接近于正弦波。因此，控制電路中無需乘法器和電流控制，就可以實現功率因數校正。

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